DCDC開關電源通過減小電感寄生參數(shù)降低電磁干擾（EMI）

同步降壓轉換器中的高頻傳導發(fā)射和輻射發(fā)射是由于場效應晶體管（MOSFET）開關過程中產生的瞬態(tài)電壓（dv/dt）和瞬態(tài)電流（di/dt）所引起的。這種電磁干擾（EMI）在設計和認證周期中是一個日益棘手的問題，尤其是考慮到場效應晶體管（MOSFET）開關速度的提高。本文指出了功率級電感寄生參數(shù)在EMI產生中的重要作用，并提出了最小化這些參數(shù)以減少寬頻段帶EMI的建議。

具有高斜率電流的關鍵轉換器環(huán)路

功率級緊湊且優(yōu)化的布局可以降低電磁干擾（EMI），從而更容易滿足要求。在電路板布局時，一個關鍵步驟是精確定位高斜率電流環(huán)路，同時要注意識別由布局引起的寄生電感或雜散電感，這些電感會導致噪聲過大、過沖、振鈴和地彈。

同步降壓轉換器中高側場效應晶體管（MOSFET）Q1的開啟情況。原本從同步MOSFET Q2的源極流向漏極的電流逐漸降至零，而Q1中的電流增加到電感電流水平。因此，圖1中用紅色陰影標記并標注為“1”的環(huán)路被指定為高頻開關功率環(huán)路（或“熱”環(huán)路）。相比之下，流過電感LF的電流主要是直流電，疊加有三角波形的紋波。電流的變化率本質上受到電感的限制，并且由串聯(lián)連接產生的任何寄生電感基本上是良性的。環(huán)路2和3被分類為功率MOSFET的門極環(huán)路。具體來說，環(huán)路2代表由自舉電容器CBOOT供電的高側MOSFET的門極驅動器。同樣，環(huán)路3對應于由VCC供電的低側MOSFET的門極驅動器。在每個情況下，門極開啟和關閉的電流路徑分別由實線和虛線表示。

寄生電感

通常，場效應晶體管（MOSFET）的開關行為及其對波形振鈴、功耗、器件應力和電磁干擾（EMI）的影響與功率環(huán)路和門極驅動電路的寄生電感相關。圖2全面展示了由元件放置、器件封裝和PCB布局布線產生的寄生元件，這些寄生元件會影響同步降壓轉換器的開關性能和EMI。

有效的高頻功率環(huán)路電感LLOOP是總漏極電感LD和由輸入電容器和PCB走線的串聯(lián)電感以及功率MOSFET封裝電感產生的共源電感LS的總和。正如預期，功率環(huán)路電感與圖1中紅色陰影區(qū)域所示的輸入電容器-MOSFET環(huán)路布局幾何形狀高度相關。

同時，門極環(huán)路自感LG包括MOSFET封裝和PCB走線布線產生的集中貢獻。檢查圖2可以發(fā)現(xiàn)，Q1的共源電感在功率環(huán)路和門極環(huán)路中同時存在。它增加了開關損耗，因為功率環(huán)路的電流變化率（di/dt）會產生負反饋電壓，從而阻礙柵源電壓的上升和下降時間。導致器件應力增加的另一個因素是Q2的共源電感，它在體二極管反向恢復期間會導致低側MOSFET意外導通。

EMI頻率和耦合模式

表1中列出了同步降壓轉換器激發(fā)和傳播電磁干擾（EMI）的三個大致界定的頻率范圍。在MOSFET開關過程中，換向電流的斜率可能超過5 A/ns，此時僅2 nH的寄生電感就會導致10 V的電壓過沖。此外，功率環(huán)路中具有快速開關邊沿和前沿諧振振鈴的電流波形富含諧波成分，對磁場耦合和輻射EMI構成了嚴重威脅。

表1. 變頻器EMI頻率分類

為了了解開關（SW）電壓波形的諧波頻率幅度，我們可以考慮一個具有有限上升和下降時間的周期性梯形脈沖輸入（如圖3所示）。通過傅里葉分析，可以看出諧波幅度包絡是一個雙sinc函數(shù)，其角頻率f1和f2取決于時域波形的脈沖寬度和上升/下降時間。對功率環(huán)路中的瞬時電流也可以進行類似的分析。

已確定的三條主要噪聲耦合路徑為：

• 通過直流輸入線傳導的噪聲；

• 功率環(huán)路中的磁場耦合；

• 開關節(jié)點銅表面的電場耦合。

功率環(huán)路電感LLOOP會增加MOSFET的開關損耗和漏源電壓峰值尖峰。它還會加劇開關電壓振鈴，影響50至200 MHz范圍內的寬帶電磁干擾（EMI）。顯然，最小化功率環(huán)路的有效環(huán)路長度和封閉面積至關重要。這可以減少寄生電感和磁場自相抵消，并有助于減少實際上為環(huán)形天線結構的部件發(fā)出的磁耦合輻射能量。

傳導噪聲耦合最可能發(fā)生在轉換器的輸入端，因為環(huán)路電感和輸入電容器串聯(lián)電感（ESL）的比值決定了濾波效果。減小LLOOP會增加輸入濾波器的衰減要求。幸運的是，如果濾波器電感具有較高的自諧振頻率（SRF），并且從開關到輸出電壓網絡（VOUT）提供高傳輸阻抗，則傳導到輸出的噪聲將最小。此外，低阻抗輸出電容器還可以進一步濾除輸出噪聲。

等效諧振電路

SW電壓波形，MOSFET開關過程中儲存的寄生能量會激發(fā)諧振。右側包含了用于分析開關行為的簡化等效電路。在上升沿和下降沿期間，分別可以明顯看到開關電壓高于VIN的過沖和低于地（GND）的下沖。振蕩幅度取決于環(huán)路內部部分電感的分布，而隨后的振蕩則由環(huán)路的有效交流電阻阻尼。這增加了MOSFET和柵極驅動器的電壓應力，并且與寬帶輻射電磁干擾（EMI）的中心頻率相關。

請注意，諧振期間的兩個重要方面是諧振頻率和該諧振下的損耗或阻尼系數(shù)。主要設計目標是通過最小化功率環(huán)路電感來盡可能提高諧振頻率。這樣可以減少儲存的無功能量并降低諧振峰值電壓。此外，由于趨膚效應，阻尼系數(shù)在較高頻率下會增加。

減小EMI從原理圖開始

在進行PCB布局之前研究電源控制器原理圖時，通常方便的做法是突出顯示高電流走線、高dv/dt電路節(jié)點以及對噪聲敏感的網絡，如圖5所示。此示例顯示的是一個用于噪聲敏感型汽車應用的2.2 MHz轉換器，它采用了電流模式同步降壓控制器，如德州儀器（TI）的LM5141-Q1。

減小PCB布局中產生的EMI

通過注意元件布局來最小化環(huán)路物理尺寸是降低電源環(huán)路阻抗的關鍵。噪聲耦合還取決于場分布和方向，因此，PCB內層的設計也至關重要。

通過使用最小介電厚度，使接地平面盡可能靠近開關環(huán)路，從而建立一個無源屏蔽層（如圖6所示）。頂層上的水平電流流動形成了垂直磁通模式。由此產生的磁場在屏蔽層中感應出與開關環(huán)路中電流方向相反的電流。根據(jù)楞次定律，屏蔽層中的電流會產生一個磁場來抵消原始磁場。結果是H場自我抵消，相對于環(huán)路面積所暗示的情況，寄生電感降低。

在第二層上有一個不間斷的連續(xù)屏蔽平面，且該平面靠近開關環(huán)路，這為增強射頻（RF）能量抑制提供了最佳性能，其重要性不言而喻。在PCB疊層規(guī)范中規(guī)定了低層間z軸間距，例如，使用5mil的核心介電材料。為了避免通孔，確保所有噪聲電流都留在頂層，從而最大限度地提高屏蔽層的有效性。

針對電磁干擾（EMI）的預防措施還強調了要減小開關（SW）節(jié)點銅質區(qū)域的面積，以減少與開關節(jié)點電壓高dv/dt擺幅相關的電容耦合。開關節(jié)點的銅質填充應短而寬。在開關節(jié)點下方設置完整的接地平面會使開關到地的寄生電容略有增加，但對于多層堆疊的PCB而言，仍建議這樣做，以降低電耦合輻射能量。在電感器下方的頂層保持銅質填充的禁止區(qū)域，以最大程度地減少從開關到輸出電壓（VOUT）的電容耦合。

利用控制器的功能減輕電磁干擾

當PCB布局確定后，在處理后期設計階段的電磁干擾（EMI）時，同步降壓控制器中集成的各種降噪功能最為有用。例如，LM5141-Q1包含非對稱柵極驅動擺率控制、外部時鐘同步、內部振蕩器以及動態(tài)頻率跳變功能，以實現(xiàn)自適應調整，從而避免影響汽車系統(tǒng)中的敏感調幅（AM）無線電頻段。在同步過程中，或在將DEMB/SYNC引腳拉低以減少噪聲和射頻（RF）干擾時，會禁止輕載下的脈沖跳變。為了提高可靠性，該器件的額定值能夠承受-5V的負開關節(jié)點和柵極驅動瞬態(tài)，持續(xù)時間最長可達20納秒。

為了進一步降低EMI特征，采用了一種稱為抖動的新型擴頻調頻（SSFM）技術，該技術可以分散開關信號的頻譜能量。根據(jù)CISPR 25第五類汽車規(guī)范，圖7顯示了在使用LM5141-Q1啟用擴頻時，傳導發(fā)射得到了顯著改善。

總結

同步降壓轉換器通常工作頻率在3 MHz以下，但會產生高達1 GHz的寬帶噪聲和電磁干擾（EMI）。從原理圖中了解關鍵的轉換器開關回路，并在PCB設計過程中盡量減少這些回路面積，從而對減少傳導和輻射EMI至關重要。在PCB不能重新布局的后期設計階段，可以利用控制器集成的EMI緩解技術（如抖動和擺率控制）的功能也是一種方法。

網址：www.baitaishengshi.com